如何延长采用DSP核心的便携电子产品的电池寿命是制造商所面临的挑战。一个通过降低内部时钟频率可以降低功耗。另外，通过降低核心的电源电压也可进一步降低功耗。动态电压调整（DVS）是用于说明通过调整核心的电压来降低功耗这一方法的术语。本文将介绍两种实施DVS的一般方法，同时还将探讨每种方法的优劣。

这两种方法都需要采用带可调输出电压和外部控制信号（Vx）的功率IC。如图1a和图1b所示，第一种方法采用与顶部或底部反馈电阻器并联的FET开关和电阻器来改变反馈网络。如图1c所示，第二种方法采用控制信号、信号以及附加电阻器来改变反馈网络。

图2显示了控制信号和输出电压的定时。表1 说明不同的延迟及其原因。

在此将对图1中的每种方法详细解释。

尽管大多可调功率IC都能用于实施DVS，但选择TPS62200 300-mA同步降压转换器能够通过从低负载 PFM 向高负载 PWM 的切换在广泛负载范围内保持较高的效率。

切换后的底部反馈电阻器

控制信号的极性决定FET开关的位置。如果是由低压信号触发核心电压的压降，则可以与底部反馈电阻器并联放置一个NMOS FET开关和附加电阻器。图3说明应用实例。

图4显示了采用图3中电路DVS的实例，其中输入电容Q2为110pF。输入电压为3.3V，而输出电压通过一个10欧姆负载在1.5V和1.1V之间切换。Vx的压升和压降时间为10微秒。

FET 的漏极电容注入到反馈引脚 FB 中的控制信号的负沿造成了从高电压向低电压切换期间产生的过冲。把 FB 推到低位可导致 Vo 升高。采用低值反馈电阻器和高值电容分压电容器可降低过冲。另外，利用低输入电容的 FET 也可降低过冲。图 5 说明一个采用了图 3 中电路 DVS 的实例，其中，RT＝200kW，RB＝165W，CT＝100pF，CB＝220pF，而 Q1 是输入电容为 30pF 的 BSS123。

如果可以在信号源或采用RC滤波器降低控制信号的斜率（图1中的 t1和 t2），如图3中RF和CF所产生的那样，那么就可以进一步降低过冲。把Vx的下降时间降低到150微秒就可以消除所有过冲，如图6所示。

切换后的顶部反馈电路

如果是由高压控制信号触发输入电压的压降，则NMOS FET必须与顶部反馈电阻器串联，如图7所示。必须小心选择 FET，以便确保：（1）Vx至少比VFB高出FET的阈值电压；（2）输入电容较低，以便降低注入到VFB的Vx。与图2中的底侧FET开关不同，上侧FET的源引脚直接连接到转换器的反馈引脚。由于FET的漏极－源电容在切换期间把Vx降低到VFB，因此输出就有可能过冲和下冲，不过低值反馈电阻器可同时降低它们。

图8说明了采用图7中电路的DVS的实例，其中VIN＝3.3V，采用10W 负载，而控制信号上升和降低时间为5微秒。

当输出电流低于60mA时，TPS62200从PWM模式切换到PFM模式，同时所观察到的下冲和过冲分发生变化。如果可以在源处或采用RC滤波器降低Vx的斜率（图1中的 t1和 t2），如图3中RF和CF所产生的那样，那么就可以进一步降低过冲。图9说明采用与图7相同的电路，但负载为1kW、控制信号上升和下降时间分别为3微秒和500微秒时的结果。

尽管反馈元件与控制信号升降时间的准确值取决于特定应用，但仍然可以进行以下概括。低值反馈元件可降低反馈节点的噪声敏感性，并进而降低开关晶体管造成的潜在过冲与下冲。但是，这些低值反馈元件会消耗功率并降低小负载时的效率。控制信号的升降时间会影响过冲和下冲。可通过试验决定特定应用的最佳升降时间，对于负载电流与 dc/dc 转换器操作模式更是如此。

一个附加电阻器的两个电压

产生多个电压的简单方法是利用 Vx 通过附加电阻器把电流注入到反馈网络中，从而改变输出电压。图10显示的是图11中只采用一个附加电阻器 RX 在 VO1＝1.5V 与 VO2＝1.1V 之间切换的电路。

参照等式1～4。等式1与2是通过总和反馈节点 VFB 处的电流得出的。同时解出等式1和等式2，然后代回并解出 RB，则得出等式3和等式4。这些等式说明如何计算注入电阻器 RX 与底部反馈电阻器RB 的值，图11中，RT＝402kW，VO1＝1.5V，VO2＝1.1V，VX_HI＝3.3V，VX_LO=0V，VFB=0.5V。

使VX具有变化的忙闲度可改变其平均dc电平。因此，利用单个控制电压及单个附加电阻器RX就能够产生多个输出电压。从等式1和2可解出最低要求输出电压与最高 VX 的 RX 和 RB。然后，从等式4解出 VO 并依次代入 VX_HI 的渐低值可求出 VO 的渐高值。图12显示了这一实施。

\frac{V_{FB}}{R_{B}}+\frac{V_{FB}-V_{O1}}{R_{T}}+\frac{V_{FB}-V_{X-LO}}{R_{X}}=0 (1）
\frac{V_{FB}}{R_{B}}+\frac{V_{FB}-V_{O2}}{R_{T}}+\frac{V_{FB}-V_{X-HI}}{R_{X}}=0 (2)
R_{B}=-V_{FB}R_{T} \frac{-V_{X-HI}+V_{X-LO}}{(-V_{O1}+V_{O2}+V_{X-LO}-V_{X-HI}) V_{FB}-V_{X-LO}V_{O2}+V_{X-HI}V_{O1}} (3)
R_{X}=R_{B} R_{T} \frac{-V_{FB}+V_{X-HI}}{V_{FB}R_{B}+V_{FB}R_{T}-V_{O2}R_{B}} (4)
R_{X}=R_{T} \frac{R_{X-LO}-V_{X-HI}}{-V_{O2}+V_{O4}} (5)
R_{Y}=R_{T} \frac{-V_{Y-LO}+V_{Y-HI}}{V_{O1}-V_{O2}} (6)
R_{B=}(\frac{V_{O1}/V_{FB}-1}{R_{T}}-\frac{1}{R_{X}}-\frac{1}{R_{Y}})^{-1} (7)
如果选择图12中的RF低于RX两个量级，则无需将其包含在 RX 的计算中。如果选用 CF 来构成一个 -3dB 滚降至少低于 VX 频率两个量级的低通滤波器，则可以使注入到 VFB 的脉动忽略不计。

两个附加电阻器的三个电压

如果改变 VX 的忙闲度不可行而采用附加控制电压（如：VY）可行，则仍然可以对转换器进行配置，以在多个电压之间切换。除了两个反馈电阻器 RT 与 RB 之外，这种方法需要的电阻器数比所要求的输出电压数少一个。例如，如果应用需要在三个不同的电压之间切换，则所采用的解决方案应需要两个注入电阻器 RX 与 RY，如图13所示。

如表2所示，从两个逻辑信号 VX 和 VY 中可以得到四种逻辑状态，但只有三种逻辑状态可以使用。

与图11中的计算类似，图13中的电路运算可采用四个节点方程（每种逻辑状态一个），从等式5、6和7可分别求出RX、RY 和 RB。
VO3 未包含在等式中，说明四个电压是相互独立的。独立的准确状态／电压由用于得出等式5、6和7的方法来决定，但它是控制信号相反时（表2中的第二或第三种状态）的状态之一。这种情况下，带有VX_HI和VY_LO的第三种状态是从属状态并产生1.40V的电压。等式5、6和7用于求出图13中电阻器RX、RY和RB的值，其中 RT = 402kW, VO1 = 1.8V, VO2 = 1.5V, VO4 = 1.1V, VX_HI = 3.3V, VX_LO = 0V, VY_HI = 3.3V, VY_LO = 0V, VFB = 0.5V。

当采用注入电阻器而非FET开关时，电压之间的切换更平滑。

动态电压调整是一种蓄电方式，因此可延长便携式电子产品的电池寿命。采用任何可调功率 IC 与外部控制信号来实现 DVS 有两种基本方法。如果控制信号容差很低或者只能驱动电容性负载，则建议采用第一种方法，这种方法是由与附加反馈电阻器串联的 FET 开关组成的。如果控制信号具有可接受的容差而且能够驱动小的电阻性负载，则更简单的选择是采用第二种方法，这种方法使用控制信号可将电流注入到反馈网络中，能够在电压间提供更平滑的切换。